W przypadku tranzystorów mocy SiC I GaN dostępne są wersje z trybem wzbogacania kanału (e-mode, normalnie wyłączone) i zubożania (d-mode, normalnie włączone). Ostatnie doniesienia mówią, że GaN-y mocy pracujące w trybie zubożania kanału są z natury lepsze od GaN-ów działających w trybie wzbogacania. Niemniej ten artykuł koncentruje się wyłącznie na omówieniu właściwości aplikacyjnych, wydajności tranzystorów e-mode z bramką Schottky’ego i pomija w rozważaniach tranzystory GIT (p-gate enhancementmode gate injection transistor).
Wzbogacanie i zubożanie kanału
Struktura półprzewodnikowa tranzystora GaN typu HEMT (o wysokiej ruchliwości elektronów) w elementach zubożanych i wzbogacanych jest podobna. Jak pokazano na rys. 1, obie wersje zawierają warstw GaN/AlGaN z kontaktami omowymi źródła i drenu. W wersji d-mode (rys. 1a) bramka jest izolowaną częścią metalową, podobnie jak w MOSFET-ach.
Zazwyczaj w elementach wzbogacanych, najpierw osadzany w miejscu bramki jest materiał p-GaN, co powoduje, że tranzystor wyłącza się przy dodatnim napięciu progowym bramki. Metalowy kontakt bramki na górze warstwy p-GaN może być wtedy albo kontaktem Schottky’ego (rys. 1b), albo kontaktem omowym (rys. 1c). W pierwszym przypadku taki element nazywany jest tranzystorem GaN z bramką Schottky’ego z kanałem wzbogacanym, drugi zaś tranzystorem z wtryskiem ładunku do obszaru bramki (p-gate GaN GIT).
Termin "wstrzykiwanie ładunku" w tranzystorach GIT odnosi się do efektu spolaryzowanego w kierunku przewodzenia omowego kontaktu bramki, który wprowadza (wstrzykuje) dziury do struktury tranzystora. Wstrzykiwanie dziur zarówno z bramki, jak i hybrydowej struktury drenu w p-GaN służy do neutralizacji elektronów uwięzionych w sąsiednich warstwach. Ten efekt "odławiania" wstrzykniętych dziur zapewnia tranzystorowi GIT znacznie lepszą dynamiczną wartość RDS(on) oraz najlepszy w klasie dla GaN-ów stosunek dynamicznego do statycznego RDS(on) ≤1,05.
Normalnie wyłączony GaN d-mode" a kaskodowy GaN
W materiałach technicznych pojawiają się terminy takie jak GaN kaskodowy lub normalnie wyłączony tranzystor GaN d-mode (zubożany). Oba terminy opisują ten sam element bo GaN z kanałem zubożanym jest normalnie włączony. Jedynym sposobem na to, aby GaN d-mode był normalnie wyłączony, jest dodanie do szeregowo drugiego tranzystora, co tworzy układ kaskody. Taka para składa się z krzemowego tranzystora MOSFET ze wspólnym źródłem, sterującego zubożanym GaN HEMT ze wspólną bazą.
To doskonale znane połączenie dwóch elementów zostało opracowane wiele lat temu dla lamp próżniowych i potem zaadoptowane do tranzystorów MOSFET. Nazwa "kaskoda", błędnie czasem podawana jako "kaskada", pochodzi od terminu "trioda kaskadowa". Specyficzna kombinacja kaskody tranzystora GaN i krzemowego MOSFET-a została opatentowana ponad dekadę temu i aby uniknąć nieporozumień, w dalszej części artykułu będziemy nazywać strukturę tranzystora d-mode MOSFET GaN + Si terminem "kaskodowy GaN".
Co mówią nam parametry Figures of Merit?
Wiele wskazników przydatności tranzystorów do danego zastosowania koncentruje się na "wskaźnikach dobroci" (Figures of Merit, FOM). Bez wątpienia są one przydatne i rzeczywiście mogą być użyteczne jako narzędziami do oceny różnych opcji projektowych. Jednak wartości FOM mogą prowadzić do zupełnie błędnych wniosków. Kluczowe jest to, czy FOM uwzględnia wszystkie istotne parametry i ograniczenia, a także czy są one ważone w sposób sensowny dla zamierzonego zastosowania.
Na przykład, jeśli porównamy iloczyn RDS(on) × QOSS (wskaźniki dobroci R-Q) dla dwóch tranzystorów, ten o niższym współczynniku R-Q FOM będzie działał lepiej w aplikacji z miękkim przełączaniem (ZVS), przy założeniu, że wszystkie inne czynniki pozostają niezmienne. Dzieje się tak, ponieważ podczas komutacji, ukończenie procesu przełączania zajmie mniej czasu i/lub będzie wymagało mniejszego prądu. Iloczyn R-Q byłby zatem użytecznym FOM-em dla inżyniera projektującego elektronikę mocy.
Ale firmy produkujące półprzewodniki często podają współczynniku dobroci R × A, który jest iloczynem RDS(on) i powierzchni struktury tranzystora. Dla technologa półprzewodników stworzenie chipa o mniejszym współczynniku FOM R × A zazwyczaj oznacza, że mniejszy (a zatem tańszy) element może osiągnąć ten sam RDS(on). Jest to korzystne z jego punktu widzenia, jednak mniejsza struktura oznacza również niższą maksymalną wydajność prądową lub wyższą rezystancję termiczną, lub jedno i drugie. Te kompromisy są prawdopodobnie przeciwieństwem tego, czego szuka projektant aplikacji.
Z tego powodu współczynnik FOM może "ukrywać" inne ważne parametry i zaburzać porównanie. Przykład to sytuacja kiedy jeden z porównywanych tranzystorów wymaga dodania zewnętrznych układów tłumiących (snubbera), które zwiększają złożoność układu, zajmują dodatkową przestrzeń na płytce drukowanej, rozpraszają dodatkowe straty przełączania i obniżają wydajność konwersji? Nic z tego nie jest uwzględnione w FOM, więc jak FOM może być użytecznym porównaniem z tranzystorem, który nie wymaga zewnętrznych układów tłumiących? Nie może być. I dokładnie taki przypadek mamy przy porównaniu GaN-ów wzbogacanych z zubożanymi: tranzystory kaskodowe zubożane wymagają stratnych zewnętrznych układów tłumiących RC – jest to wyraźnie wskazane zarówno w kartach katalogowych, jak i w notach aplikacyjnych. W rzeczywistości struktura układu kaskodowego wymieniona w kartach katalogowych podaje nawet limit częstotliwości roboczej FSW ≤200 kHz z tego powodu!
Porównanie właściwości bramek
Niektóre publikacje podają że w porównaniu z układem kaskodowym, bramki GaN-ów e-mode nie mają "izolacji", lub mają "problemy z progiem dynamicznym", są "niskiej wydajności" i są "delikatne".
To są nieścisłe twierdzenia. Przede wszystkim, żadna bramka tych tranzystorów nie jest "izolowana". Bramki można izolować cienką warstwą dielektryczną w tranzystorze IGBT, który dodaje strukturę bramki MOS do tranzystora BJT. Bramka tranzystora kaskodowego zubożanego jest bramką MOS, a konkretnie bramką niskonapięciowego krzemowego tranzystora MOSFET, o bezwzględnym maksymalnym napięciu VGS wynoszącym ±20 V. Natomiast bramka Schottky’ego GaN ma zazwyczaj napięcie VGS od –10 V do +7 V, a także napięcie przejściowe od –20 do +10 V. Na czym więc polega problem? W przypadku obu technologii projektant obwodu musi jedynie upewnić się, że sterownik bramki jest zasilany odpowiednim dla sterowanego tranzystora napięciem VCC.
Niemniej bramka tranzystora GIT z wzbogacaniem znacznie różni się od bramek typu Schottky i MOS. Przede wszystkim ma ona efekt samoograniczania napięcia, który sprawia, że jest znacznie bardziej wytrzymała niż jakakolwiek bramka MOS. Można ja sterować powtarzalnymi impulsami prądu do 2 A w kierunku przewodzenia w pełnym zakresie temperatur. Nie ma znamionowego napięcia przewodzenia, ponieważ nie można wywołać stanu jej przewodzenia bez znacznego przekroczenia znamionowego prądu tranzystora. W kierunku zaporowym ma ona z kolei wyższe napięcie niż jakikolwiek inny tranzystor GaN dostępny na rynku: –25 V. To nie jest delikatne traktowanie.
W publikacjach pojawiały się też stwierdzenia, że prąd upływu bramki w GIT jest "zbyt wysoki". Jednak limit zdefiniowany w karcie katalogowej wynosi -1 mA. Typowy układ sterowania bramką GIT ma impedancję pulldown rzędu pojedynczych omów – dlaczego więc miliamper na takiej rezystancji jest uznawany za wysoki?
Dynamiczna wartość RDS(on)
Jeśli nie wiesz co to jest dynamiczny RDS(on), oto proste wyjaśnienie: karty katalogowe tranzystorów GaN wymieniają statyczny (DC) RDS(on), ale w rzeczywistych warunkach pracy, przy zmiennej wartości VDS I częstotliwości kluczowania, elektrony mogą zostać uwięzione w strukturze tranzystora. To uwięzienie może prowadzić do znacznego wzrostu efektywnej RDS(on) tuż po włączeniu. Gdy tranzystor jest w stanie włączenia, RDS(on) powraca do swojej niższej wartości. Zatem termin "dynamiczny RDS(on)" odnosi się do tego krótkotrwałego zachowania polegającego na chwilowym zwiększeniu efektywnego RDS(on) podczas wyłączania. Ze względu na swoją konstrukcję, GaNy zubożane mają zazwyczaj niski dynamiczny RDS(on), rzędu 5%, podczas gdy GaN z bramką Schottky’ego ma tendencję do wyższych wartości.
Ale i tutaj GIT ma lepszą wydajność. Jego kontakt omowy bramki oraz hybrydowa struktura drenu wstrzykują dziury, aby zneutralizować wszelkie elektrony uwięzione w otoczeniu. W ten sposób ma on mały współczynnik dynamiki RDS(on) wynoszący około 2%, co jest wartością wyższą nawet od zubożanej kaskody.
Czy transkonduktancja ma znaczenie dla tranzystora mocy?
Inne publikacje sugerują, że zubożany kaskodowy GaN ma większą transkonduktancję, a zatem jest lepszy. Czy ma to znaczenie w elektronice mocy? Nie. Transkonduktancja oznacza po prostu nachylenie charakterystyki przenoszenia prąd wyjściowy/napięcie sterujące. Może to być ważny parametr, ale we wzmacniaczu liniowym. Można też pomyśleć, że wyższa transkonduktancja prowadzi do szybszego przełączania, ale też tak nie jest.
Tranzystor GaN z kanałem zubożanym ma wyższą transkonduktancję, ponieważ jest układem dwutranzystorowym. Jednak jego wysokie wzmocnienie ma również wadę: para kaskodowa jest bardziej podatna na oscylacje i przeregulowanie w porównaniu tranzystorem wzbogacanym – i to jest główny powód, dla którego w układach kaskodowych d-mode wymagane są koraliki ferrytowe na bramce oraz wspomniane wcześniej snubbery.
Bardziej istotnym parametrem FOM byłaby wielkosć ładunku Qg potrzebna do pełnego włączenia lub wyłączenia elementu. I, co nie dziwi, wzbogacany GaN jest wyraźnie lepszy od zubożanej kaskody (4,7 nC w porównaniu z 16 nC) przy tym samym RDS(on).
Warto też porównać szybkość przełączania podobnej kaskody wzbogacanej z zubożaną przy tym samym prądzie testowym. W każdym przypadku czasy narastania i opadania (tr i tf) GaN dla wersji wzbogacanej są krótsze niż zubożanej. Nawet CoolSiC i CoolMOS mają mniejsze tr i tf niż kaskoda z zubożaniem kanału. Należy pamiętać, że czas opadania jest odwrotnie proporcjonalny do prądu testowego. Zatem określenie tf przy wyższym prądzie testowym sprawia, że wydaje się on szybszy. Innymi słowy, porównanie tr lub tf między różnymi typami tranzystorów jest prawidłowe tylko wtedy, gdy prąd testowy jest taki sam. Do porównania strat przełączania lepszym parametrem porównawczym jest Eon i Eoff w funkcji prądu drenu.
Współczynnik temperaturowy RDS(on)
Kolejne nieprawdziwe stwierdzenie pojawiające się w literaturze dotyczy zmian RDS(on) w funkcji temperatury dla zubożanej i wzbogacanej kaskody GaN. Twierdzenie, że kaskoda e-mode ma o 50% wyższy współczynnik temperaturowy nie ma pokrycia w faktach. W rzeczywistości dla tranzystora GIT GaN 55 mΩ różnice są znacznie mniejsze, poniżej 10%. Należy również pamiętać, że ponieważ kaskoda zubożana GaN ma większe straty przełączania niż wzbogacana, będzie i tak pracować w wyższej temperaturze, niwelując wszelkie niewielkie zalety, jakie mogłaby w innym przypadku posiadać.
Stabilność, oscylacje i przeregulowanie, czyli dlaczego kaskoda zubożana potrzebuje snubbera
Noty aplikacyjne wyraźnie wskazują na potrzebę stosowania tłumików (snubberów) w celu złagodzenia oscylacji. Obowiązkowe są też koraliki ferrytowe na wyprowadzeniu bramki. Dokumentacja techniczna wyraźnie mówi ponadto o ograniczeniach dotyczących minimalnej wartości Rg. Wszystkie te zabiegi prowadzą do wolniejszego przełączania, zwiększając tym samym straty komutacyjne.
Zdolność kaskody GaN d-mode do przepływu prądu wstecznego
Jednym z bardzo istotnych ograniczeń jest niewielka zdolność kaskody GaN do przepływu prądu wstecznego. W najczęściej stosowanych topologiach stopień mocy składa się z jednej lub więcej sekcji półmostkowych. W układzie takim prąd płynący w kierunku przewodzenia przez jeden tranzystor staje się tym samym prądem płynącym w kierunku wstecznym przez przeciwny tranzystor po każdej komutacji. Zatem oczywiste jest, że znamionowe prądy przewodzenia i wsteczne muszą być takie same; dotyczy to zasadniczo krzemowych tranzystorów MOSFET, tranzystorów MOSFET SiC oraz wzbogacanych GaN-ów. Jednak zubożana kaskoda GaN ma znacznie większy prąd przewodzenia niż podobne tranzystory e-mode i znacznie mniejszy prąd wsteczny.
Na przykład, tranzystor IGT65R055D2 GaN GIT ma znamionowy prąd w impulsie 60 A zarówno w kierunku przewodzenia, jak i wstecznym. Kaskoda TP65H050G4QS GaN ma znamionowy prąd w impulsie 150 A w kierunku przewodzenia, ale tylko 22 A w kierunku wstecznym.
Jak więc może ona bezpiecznie przełączać prąd większy niż 22 A w kierunku przewodzenia, skoro ten sam prąd przekroczy znamionowy prąd wsteczny tego tranzystora w kierunku wstecznym, który pojawia się na końcu komutacji? Będzie on czynnikiem ograniczającym – nie ma znaczenia, ile więcej tranzystor może obsłużyć w kierunku przewodzenia, ponieważ kierunek wsteczny stanowi wąskie gardło.
Co gorsza, karty katalogowe kaskody GaN określają maksymalną szybkość di/dt podczas komutacji do przewodzenia wstecznego, z wartościami w zakresie od 1,2 do 3,8 A/ns. Jak można w ogóle spowolnić komutację di/dt, jeśli nie poprzez spowolnienie szybkości wyłączania tranzystora z prądem w kierunku przewodzenia? Okazuje się, że właśnie w ten sposób karty katalogowe regulują ten parametr – istnieje określona minimalna wartość rezystora bramki, poniżej której nie można zejść (chyba że dodając do układu więcej tłumików). To wyjaśnia, dlaczego prędkość wyłączania kaskody GaN d-mode jest niższa – musi zostać spowolniona, aby nie przekroczyć limitu di/dt. Czy to nie podważa w zasadzie całego celu stosowania GaN-ów?
Podsumowanie – wydajność
Porównując takie same dwa tranzystory okazuje się, że zubożana kaskoda GaN charakteryzuje się 2,6-krotnie wyższym ładunkiem bramki, 3-krotnie wyższą jakością QOSS i prawie 5-krotnie wyższym czasem wyłączenia (EOFF). A jeśli prąd drenu przekroczy choćby połowę wartości znamionowej urządzenia, konieczne będzie dodanie tłumików na węźle przełączającym, co dodatkowo zwiększy straty zarówno przy włączaniu, jak i wyłączaniu.
Projektanci układów mocy sięgają po GaN, ponieważ potrzebują wysokiej wydajności – szybkiego przełączania i niskich strat. Właśnie to oferują wzbogacane wersje tranzystorów GaN, a zwłaszcza GIT. Natomiast zubożana kaskoda GaN jest obarczona ograniczeniami, które wymagają zmniejszenia szybkości przełączania poprzez zastosowanie kombinacji koralików ferrytowych i rezystorów szeregowych z bramką, a także stratnych tłumików RC.
Nawet bez danych z karty katalogowej, które ograniczają częstotliwość pracy do mniej niż 200 kHz, stosowanie tranzystorów kaskodowych GaN d-mode przy wysokich częstotliwościach nie miałoby sensu ze względu na powolne wyłączanie i straty w układzie snubbera.
Co ważniejsze, ograniczenia szybkości komutacji di/dt i mały prąd wsteczny dodatkowo ograniczają użyteczny prąd i moc kaskody GaN d-mode.
Tranzystor z kanałem wzbogacanym GaN typu GIT po prostu przewyższa GaN w trybie kaskodowym pod każdym względem istotnym dla rzeczywistej, wysokowydajnej konwersji mocy, zarówno w przypadku przełączania twardego przy niższych częstotliwościach, jak i zwłaszcza w przypadku przełączania miękkiego przy wyższych częstotliwościach.
Eric Persson, Infineon Technologies
Infineon
www.infineon.com
