Kondycjonowanie sygnałów w czujnikach o wysokiej impedancji

O ile to tylko możliwe, warto unikać stosowania czujników o wysokiej impedancji wewnętrznej. Ich wrażliwość na zaburzenia elektromagnetyczne, pozostałości topnika lutowia, sposób rozmieszczenia pomiędzy innymi elementami PCB i prąd polaryzujący, utrudniają dokonywanie powtarzalnych pomiarów. Czujniki o wysokiej impedancji mają jednak także liczne zalety, np. pobierają znikomą moc. Doskonale sprawdzają się jako czujniki pH, światła, przyspieszenia, czy też wilgotności. Odpowiednio staranne projektowanie pozwala uniknąć opisanych wcześniej problemów.

Jak je podłączyć?

Do podłączenia czujników o wysokiej impedancji konieczne są odpowiednie rezystory o oporze rzędu gigaomów. Są one dostępne w ofercie wielu producentów, zarówno jako elementy do montażu powierzchniowego, jak i z końcówkami drutowymi. Charakteryzują się wyjątkową stabilnością, ale są wrażliwe na zmiany oporności wynikające np. z zabrudzeń. Producenci zalecają stosować np. alkohol izopropylowy i odpowiednie ściereczki oraz wygrzewanie urządzeń przez godzinę w temperaturze 75ºC, w celu usunięcia wilgoci z tych elementów. Przy pomiarach impedancji nie należy zapominać, że izolacja kabla jest w całości połączona równolegle z mierzoną rezystancją. Warto zauważyć, że aby uzyskać dokładność pomiaru na poziomie 1% w przypadku rezystora 100GΩ, zastosowana izolacja powinna stanowić opór o wartości 10TΩ.

Problemy wysokiej impedancji

Rys. 1. Używanie techniki zerowania jest kuszące. Zrobienie "doskonałego" wzmacniacza jest kosztowne, choć urządzenia te są często bardzo zawodne

Większość problemów pojawiających się w obwodach wysokiej impedancji jest wywołanych przez upływność, prądy zakłócające oraz prądy i napięcia polaryzujące. Upływności najczęściej są wywoływane przez pozostałości topnika lutowniczego. Wszystkie płytki z obwodami o wysokiej impedancji trzeba zatem szczególnie starannie oczyszczać. Odległości pomiędzy wrażliwymi ścieżkami powinny być, tak duże, na ile pozwalają rozmiary płytki drukowanej.

Jako izolatory i laminat warto stosować teflon, szkło lub FR-4, z tym, że ten ostatni materiał pochłania wilgoć. Utrzymywanie wysokiej impedancji w niekorzystnych warunkach środowiskowych może wymagać dobrego uszczelniania obudowy urządzenia. W przypadku występowania dużych zaburzeń elektromagnetycznych warto dodać ścieżki ochronne o potencjale bliskim potencjałowi obwodu wejściowego. Dotyczy to również zewnętrznych przelotek.

Pod uwagę powinny być brane bardzo drobne szczegóły. Na przykład nieodwracające wejścia podwójnych wzmacniaczy operacyjnych są zwykle przyłączane do wyprowadzeń oznaczonych numerem 3 i 5. Łatwiej jest ekranować wyprowadzenie 5., gdyż mieści się na rogu. Wyprowadzenie 3. sąsiaduje z ujemnym biegunem zasilania.

Rys. 2. Dokładność podobną, jak w układzie z rys. 1 jest łatwiej osiągnąć stosując technikę kluczowania

W elementach aktywnych błędy są wywoływane przez prąd polaryzacyjny i szumy prądowe. Tranzystory bipolarne do poprawnego działania wymagają prądu polaryzującego bazę, a w obwodach wejściowych tranzystorów polowych występują prądy upływowe. W obu przypadkach szumy prądowe są wywoływane przez kwantyzację elektronów w złączach. Ten rodzaj szumów występuje tylko w prądzie płynącym przez złącze. W FETach efekt Millera jest przyczyną wzrostu szumów prądowych wraz z częstotliwością. Chociaż są one bardzo chętnie stosowane w obwodach wysokoomowych, co wynika z bardzo małego prądu wejściowego, to układy bipolarne superbeta również mają zalety, zwłaszcza przy pracy w wysokich temperaturach. Prąd upływu wejścia tranzystora polowego podwaja się z każdymi 10°C, a na wejściu tranzystora superbeta pozostaje stosunkowo stały. W obu przypadkach technika kluczowania umożliwia eliminację niekorzystnego wpływu zarówno napięcia jak i prądu polaryzacji. Przy impedancjach mniejszych od kilku megaomów nie ma konieczności stosowania wzmacniaczy z wejściowym tranzystorem polowym. Czasem obniżenie napięcia niezrównoważenia okazuje się korzystniejsze od zmniejszenia prądu polaryzacji.

Dla danej impedancji źródła, całkowity błąd wejściowy wynosi VNIEZR + IPOLRŹR. Gdy wzrasta impedancja źródła, zaczyna dominować część prądowa, wskutek czego na atrakcyjności zyskuje wejście MOSFET. Popularność tych układów wzrosła ostatnio dzięki poprawie parametrów wzmacniaczy operacyjnych CMOS.

Innym problemem układów wysokoomowych jest ich wrażliwość na elektryczność statyczną. Pocieranie butów o dywan może prowadzić do gromadzenia się na ciele człowieka ładunków elektrostatycznych z napięciem kilowoltów. W związku z tym nawet najmniejsze sprzężenie pojemnościowe może przenosić znaczne ładunki. Dlatego w czasie przeprowadzania pomiarów należy starać się by nie zbliżać się do wrażliwych obwodów przyrządu. Ekranowanie oczywiście pomaga, ale wibracje mechaniczne modulują pojemności pomiędzy ścieżkami na płytce drukowanej, a poprzez elementy metalowe wprowadzają ładunki, nawet gdy napięcie struktury nie zmienia się. Obwód powinien być zatem ekranowany, ale nie zbyt ciasno.

Dodatkowo, efekty tryboelektryczne lub piezoelektryczne pod wpływem ruchów mechanicznych lub naprężeń mogą wywoływać w izolatorach niewielkie napięcia. W obecności silnych drgań, źródła wysokoomowe wymagają stosowania specjalnych kabli o niskich zakłóceniach tryboelektrycznych.

Układy i wzmacniacz

Rys. 3. W układzie zastosowano diody obcinające, ale A2 łączy je z takim samym potencjałem jak wejście. Większą część prądów obcinania przejmują diody Zenera i pojemność C2. R1 i R2 separują te prądy od wzmacniaczy

Chociaż dane umieszczane w specyfikacjach dyskretnych tranzystorów MOSFET nie są nadzwyczajne, to niektóre egzemplarze mogą okazać się nawet o sześć rzędów lepsze i do danych podanych w kartach katalogowych trzeba podchodzić bardzo nieufnie. Dostępne są również układy takie jak LS830 firmy Linear Integrated Systems, czy IFN124 firmy InterFET, które zawierają dobrane pary JFET-ów o ultraniskim upływie. Jako element wejściowy jest często stosowany pojedynczy JFET Philipsa BF862 z powodu prądu bramki, który wynosi jedynie 3pA oraz ze względu na subnanowoltową gęstość szumu i napięcie odcięcia kanału na poziomie 0,6V. Popularny jest także 2N4416, zwłaszcza ze względu na jego subpikofaradową pojemność wejściową i godną uznania gęstość szumu, ale kłopotliwe jest jego duże i zmienne napięcie odcięcia kanału, które wynosi 2÷6V.

Wzmacniacze CMOS

Od wielu lat są dostępne także wzmacniacze operacyjne w technologii CMOS, ale ich dane techniczne nie były zachęcające. Firma Linear Technology oferuje obecnie precyzyjny wzmacniacz operacyjny CMOS LTC6078 i szybszy LTC6241, o prądzie wejściowym upływu 4pA przy 70°C. Dostępne od wielu lat wzmacniacze operacyjne z wejściem JFET są stosunkowo drogie.

Rys. 4. W tym układzie z klasycznym wzmacniaczem odwracającym zmiany pojemności kabla, czyli jego długości, nie wpływają na wzmocnienie sygnału

Schemat na rys. 1 przedstawia układ z zastosowaniem techniki podwójnego wymuszonego zerowania kompensującego. Aby prześledzić jego działanie trzeba założyć, że wszystkie styki początkowo są rozwarte, a następnie zwierają się S2 i S3. Uruchomiony wtedy zostaje ultraprecyzyjny wzmacniacz całkujący A2, a wyjście A1 sprowadzone do potencjału masy. Napięcie niezrównoważenia wejścia A1 pojawia się na jego wejściu dodatnim, a na C1 101-krotność tego napięcia. Rozwarcie S3 umożliwia ponownie normalne działanie A1, ale z napięciem niezrównoważenia 1mV i dryfem około 1mV/s. Rozwarcie teraz S2 wprowadza do układu rezystor sprzężenia zwrotnego R1, a na wyjściu napięcie, wywołane prądem polaryzującym IPOLR1 – zwykle około 1mV. Zwarcie S4 i S5 ponownie zeruje wyjście A1, ale tym razem poprzez A3. Prąd polaryzujący A1 płynie teraz przez R2, i zostaje zapamiętany przez C2 jako napięcie 60mV/pA. Rozwarcie S4 kończy fazę zerowania.

Zwarcie S1 łączy w obwodzie wejściowym mierzony rezystor ze źródłem napięcia. Wzmacniacz jest teraz niemal doskonały, ale nie pozostanie takim długo. Dryf na kondensatorach C1 i C2 wymaga dokonania ponownego wyzerowania w ciągu kilku sekund, bez czego wzmacniacz utraci swoje zalety w stosunku do niewspomaganego LTC6241.

Na rys. 2 pokazano prostszy sposób. Zamiast ulepszać wzmacniacz, sygnał wejściowy poddaje się kluczowaniu, aby skompensować wpływy wad wzmacniacza. Mierzony rezystor znajduje się teraz w torze sprzężenia zwrotnego. Sygnał wyjściowy jest więc proporcjonalny do jego rezystancji, a nie do jego admitancji. Czas narastania przy rezystorze 1GΩ wynosi 10ms (10% do 90%), w związku z czym taktowanie przełączników dla zapewnienia dokładnego działania nie może więc być szybsze od około 10Hz.

Ochrona obwodu wysokoomowego

Rys. 5. Układ z nieodwracającym wzmacniaczem ładunkowym

Jak należy chronić obwód wysokoomowy nie zagrażając jego impedancji wejściowej przed elektrycznością statyczną? Najlepszym sposobem jest użycie szeregowego rezystora i niewielkiej indukcyjności szeregowej, nawet w postaci odcinka ścieżki. Indukcyjność wraz z elementami pasożytniczymi wywołuje przeskok ładunku do masy, zanim zdoła on dotrzeć do elementów wrażliwych. Mechanizm ten można udoskonalić przez uformowanie przerwy iskrowej w pobliżu wejścia. Jest to sposób tani i skuteczny, ale może być kłopotliwy przy zagęszczonym montażu w układach cyfrowych. Iskry emitują silne zaburzenia elektromagnetyczne. Zdarzało się wielokrotnie, że efekt ten wywoływał zawieszanie się, znajdującego się w odległej części płytki, mikroprocesora. Ochrona zależy od założonego przy projektowaniu poziomu odporności. W układach analogowych, lub prostych cyfrowych, przerwy iskrowe nie powinny sprawiać trudności. Rozwiązaniem innym niż iskrowniki są gazowe lampy wyładowcze. Wszelkie próby odprowadzania ładunków za pomocą diod wiążą się ze zwiększeniem prądu upływu. Diody Schottky’ego nie wchodzą w grę z powodu zbyt dużego prądu upływu. Znane są diody o ultraniskim prądzie CMPD6001 firmy Central Semiconductor i BAS416 Philipsa, ale prąd ten w normalnej temperaturze zamyka się w granicach od 500pA do 5nA. W wysokiej temperaturze prąd upływu może dochodzić do mikroamperów. Z tego punktu widzenia złącza JFET nadal mają przewagę nad diodami. Prąd upływu układu 2N4393 firmy Vishay w obudowie SOT-23 wynosi średnio 5pA w temperaturze pokojowej, a 3nA przy 100°C. Maksymalny prąd LTC6241 przy 70°C wynosi 75pA. Dołączenie nawet bardzo dobrych diod w znacznym stopniu pogarsza układ. Istnieją jednak sposoby, aby temu zaradzić. Przykładem może być ogranicznik upływu, pokazany na rys. 3. Za pośrednictwem A2, diody są wstecznie polaryzowane napięciem z wyjścia, równym napięciu wejściowemu, uśrednianym na C1. Przepięcia i impulsy są zwierane do C2, a sygnał napięcia stałego jest przenoszony do wyjścia ze wzmocnieniem równym jedności. Wejście jest chronione, a czas jego regeneracji - krótki. Zwarcie C1 i przełączenie wejścia z A2 do odwracającego wejścia A1 wprowadza w układzie wzmocnienie. Układy odwracające są łatwiejsze do chronienia, bo diody można po prostu połączyć z masą.

Przydatność układów o wysokiej impedancji wejściowej

Na rys. 4 i rys. 5 pokazano dwa sposoby wzmacniania sygnału czujnika pojemnościowego. Sensorem w tym przykładzie jest piezoelektryczny akcelerometr udarowy o pojemności 770pF, który generuje ładunek pod wpływem przyspieszenia mechanicznego. Rysunek 4 ilustruje rozwiązanie z klasycznym wzmacniaczem ładunkowym. Wzmacniacz operacyjny jest skonfigurowany jako odwracający, więc czujnik widzi wirtualne uziemienie. Wzmacniacz „przerzuca” cały generowany przez czujnik ładunek do kondensatora sprzężenia zwrotnego. Ponieważ jego pojemność jest stukrotnie mniejsza od pojemności czujnika, utworzone na nim napięcie jest 100-krotnie większe od napięcia, jakie powstałoby na rozwartym czujniku. Zatem wzmocnienie układu wynosi 100. Zaletą takiego podejścia jest niezależność wzmocnienia od pojemności kabla, łączącego czujnik ze wzmacniaczem. Tego rodzaju akcelerometry są więc chętnie stosowane wtedy, gdy długości kabla nie można z góry przewidzieć. Jednak z powodu małej pojemności w obwodzie sprzężenia zwrotnego trudno jest dokładnie ustalić wzmocnienie układu i częstotliwość graniczną.

Na rys. 5. przedstawiono rozwiązanie ze wzmacniaczem nieodwracającym. Ma ono wiele zalet. Po pierwsze, wzmocnienie jest ustalane przez rezystory, a nie przez kondensator o małej pojemności. Po drugie, charakterystyka częstotliwościowa jest dogodniejsza, ponieważ częstotliwość graniczna jest wyznaczana przez rezystor polaryzujący w połączeniu z dużą pojemnością 770pF czujnika, a nie z małym kondensatorem sprzężenia zwrotnego. Po trzecie, można zastosować sumacyjną konfigurację nieodwracającą obu wzmacniaczy pary, która redukuje szumy napięciowe. Jedyną wadą tego rozwiązania jest niewielkie zmniejszenie wzmocnienia przez wejściową pojemność pasożytniczą. Nadaje się ono więc tylko do układu, w którym pojemność ta, w postaci kabla i ścieżek wejściowych, jest stosunkowo mała i stabilna.

Przy obliczaniu rezystora polaryzującego dla wymaganej częstotliwości granicznej, warto pomyśleć o zwiększeniu jego oporności. Obniża się bowiem w ten sposób poziom szumów przy niskich częstotliwościach. Na przykład, jeśli przyjąć że spadek o 3dB uzyskuje się przy częstotliwości 10Hz, rezystancja ta wyniesie ½π·10Hz·770pF=20MΩ. Przy tej częstotliwości rezystor 10MΩ wprowadza 580nV/√Hz szumów, obcinanych do -3dB, podobnie jak sygnał. Jeżeli użyje się rezystora 1GΩ, pojemność czujnika stłumi szumy rezystora 4000nV/√Hz do 80nV/√Hz, w niewielkim stopniu tłumiąc równocześnie sygnał. Czasem zwiększenie impedancji ponad potrzeby okazuje się korzystne.

Podsumowanie

Do wykorzystywania układów o wysokich impedancjach i do ich zabezpieczania używa się dostępne na rynku odpowiednie podzespoły i materiały. Zajmowanie się tą dziedziną wymaga wiedzy o zjawiskach, które w innych przypadkach mają marginalne znacznie. Czasami drobiazgowe traktowanie takiego tematu jak szumy prądowe bywa trudne, ale przy zastosowaniu właściwych układów, pomiary stają się adekwatne i powtarzalne. Poprawne rozdzielenie źródeł błędów, takich jak prądy upływu, czas ustalania się napięć oraz szumy napięciowe i prądowe, pomaga projektantowi w przewidywaniu zachowania się projektu.

Krzysztof Pochwalski