DC-DC Dwufazowy konwerter do zasilania urządzeń przenośnych

W niniejszym artykule opisano taki przykładowy zasilacz o napięciu 1,2V@ 1,6A o maksymalnej wysokości 1,2mm. Rozwiązanie to bazuje na podwójnej przetwornicy obniżającej napięcie TPS62410, 2×800mA firmy Texas Instruments i składa się z dwóch niezależnych przetwornic obniżających napięcie w małej, 10-pinowej obudowie QFN 3×3. Obie przetwornice korzystają ze wspólnego wewnętrznego zegara 2,25 MHz i pracują w przeciwfazie z przesunięciem o 180º. W porównaniu do wersji jednofazowej, przetwornica obniżająca napięcie w konfiguracji dwufazowej zajmuje mniej miejsca, ponieważ zamiast jednego dużego dławika można zastosować dwa mniejsze. Lepsza jest też reakcja na skokową zmianę prądu obciążenia, a przesunięcie fazowe o 180º pomiędzy obiema gałęziami pozwala uzyskać dwukrotnie wyższą efektywną częstotliwość przełączania (4,5 MHz zamiast 2,25 MHz).

Na rysunku 1 przedstawiono schemat układu. Napięcie wyjściowe obu przetwornic ustawione jest na 1,2V za pomocą zewnętrznych dzielników: R₁₁–R₁₂, R₂₁–R₂₂ i kondensatora C_FF. Każda przetwornica korzysta z takiego samego dławika 2,7µH, podłączonego do wyprowadzenia SW oraz z kondensatora wyjściowego 10µF. Wyjścia V_OUT1 i V_OUT2 są ze sobą połączone za pomocą rezystorów 22mΩ równoważących obciążenie R_BAL.

Rezystory te odpowiadają za mniej więcej równy podział prądu obciążeniowego między dwoma układami. W konfiguracji tej ważne jest, aby w obu przetwornicach włączony był tryb oszczędnościowy zapewniający maksymalną sprawność przy niewielkich obciążeniach. Dzięki temu przy małych prądach wyjściowych uaktywnia się praca z gubieniem impulsów sterujących – przetwornice wstrzymują okresowo konwersję mocy, gdy pobierany prąd jest bliski zera.

Praca DC-DC w konfiguracji dwufazowej

Rysunek 2 przedstawia uproszczony schemat blokowy układu TPS62410 z dwoma konwerterami, ich stopniami mocy, zegarem i wewnętrznym napięciem odniesienia. Działanie dwufazowe jest możliwe dzięki temu, że górne tranzystory przełączające w obu przetwornicach działają naprzemiennie.

Przy średnich i dużych prądach obciążenia konwertery pracują w trybie PWM z częstotliwością przełączania 2,25 MHz. W pierwszej fazie prąd przepływa od kondensatora wejściowego przez górny przełącznik MOSFET, przez dławik do kondensatora wyjściowego i przez rezystor równoważący do obciążenia. Prąd w górnym przełączniku i w dławiku narasta aż do chwili wyłączenia się górnego tranzystora. Gdy to nastąpi, włącza się dolny MOSFET, a prąd płynie od dławika do kondensatora wyjściowego i przez rezystor równoważący do obciążenia. Jednocześnie prąd w dławiku maleje.

Opisany proces przebiega w ten sam sposób w drugiej przetwornicy, z tym że z przesunięciem fazowym o 180º. Czyli innymi słowy cykle pracy występują naprzemiennie. Na rysunku 3 przedstawiono przebiegi oscyloskopowe na węzłach przełączających SW1, SW2 oraz odpowiadające im prądy dławików. Przesunięcie fazowe o 180º między sygnałem sterującym dla obu układów daje efektywną częstotliwość przełączania wynoszącą 4,5 MHz, czyli dwukrotnie większą niż pierwotna częstotliwość zegarowa.

Równoległe połączenie obu wyjść, tak jak pokazano na rysunku 1, nie niesie ryzyka przeciążenia tranzystorów MOSFET, ponieważ układ TPS62410 ma wewnętrzne zabezpieczenie nadprądowe. Prąd w tranzystorach jest monitorowany w każdym cyklu, a gdy osiągnie wartość 1,2A, przełącznik jest wyłączany i włącza się ponownie dopiero wtedy, gdy prąd będzie poniżej tej wartości. Na rysunku 4 pokazano przebiegi obu faz prądów przepływających przez MOSFET-y I_S11, I_S12, I_S21, I_S22, prądów płynących przez dławiki I_L1, I_L2 oraz wynikowy prąd wypływający z kondensatora wejściowego I_CIN, który stanowi sumę prądów przepływających przez tranzystory I_S11 i I_S21. Częstotliwość składowej zmiennej prądu tętniącego I_CIN jest dwa razy większa niż częstotliwość przełączania. Zaletą pracy dwufazowej jest zmniejszenie amplitudy tętnień prądu w kondensatorze wejściowym CIN w porównaniu do przetwornicy obniżającej napięcie w konfiguracji jednofazowej.

Dwa małe dławiki kontra jeden duży

Największym elementem opisywanego rozwiązania wyznaczającym całkowitą wysokość zasilacza jest dławik indukcyjny, co oznacza, że projektant powinien poświęcić sporo uwagi, aby wybrać najlepszy w danej aplikacji komponent. Oprócz wymaganej indukcyjności istotna jest też rezystancja szeregowa dla prądu stałego DCR. Dla dużych prądów wyjściowych duża rezystancja przewodu nawojowego powoduje wzrost strat, co z kolei prowadzi do mniejszej sprawności przetwarzania mocy. Dla prądu wyjściowego 1,6A w omawianej aplikacji zastosowano dwa dławiki o indukcyjności 2,7µH (Toko DE2812C) o wartości DCR 70mΩ. Mają one wymiary 2,8×3,0mm², a ich maksymalna wysokość wynosi 1,2 mm (10 mm³). Ze względu na fakt, że elementy te są połączone równolegle, ich efektywna wartość DCR zmniejsza się o połowę do 35mΩ. Wartość DCR i prąd nasycenia dławika zależą od fizycznych rozmiarów. Oznacza to, że dla danej wartości indukcyjności, w elementach o większych rozmiarach wartość DCR spada, a prąd nasycenia rośnie.

Aby uzyskać tę samą efektywną wartości DCR w jednofazowej przetwornicy obniżającej napięcie z pojedynczym dławikiem, fizyczne wymiary elementu o indukcyjności 2,7µH i DCR równej 35 mΩ wyniosłyby 4×4×1,8mm (28 mm²), a więc znacznie więcej niż osiągnięto w opisywanym układzie dwufazowym.

Rezystory równoważące obciążenie do rozdzielania obciążeń

Zadaniem dwóch rezystorów równoważących jest równomierny rozdział prądu obciążenia między obydwie przetwornice. Konwertery są ustawione na regulację dwóch węzłów V_OUT1 i V_OUT2 na poziomie 1,2V i są ze sobą połączone za pośrednictwem dwóch rezystorów równoważących. W przypadku, gdy prąd wyjściowy I_OUT1 byłby wyższy niż prąd I_OUT2, spadek napięcia na rezystorze równoważącym pierwszego zasilacza byłby większy, a wartość V_OUT spadłaby. Spadek ten wywoła zmniejszenie napięcia węzła V_OUT2 poprzez rezystor równoważący, a wtedy drugi zasilacz dostarczy więcej prądu do obciążenia tak, aby utrzymać napięcie VOUT2 na zadanej wartości. W efekcie spadek napięcia na obu rezystorach równoważących jest utrzymywany na jednakowym poziomie.

Prąd o natężeniu 500mA przepływający przez jeden z rezystorów równoważących powoduje spadek napięcia na tym rezystorze o 11mV. Jest to blisko 1% nominalnego napięcia wyjściowego. W rzeczywistości równoważenie prądu nie przebiega ze 100-procentową dokładnością, ponieważ napięcia wyjściowe V_OUT1 i V_OUT2 nie są identyczne. Powoduje to rozbieżność prądów obu przetwornic. Dokładność napięć wyjściowych V_OUT1 i V_OUT2 jest głównie określona przez dokładność napięć odniesienia i tolerancje zewnętrznych rezystorów sprzężenia zwrotnego. Zaletą układu TPS62410 jest to, że obie przetwornice wykorzystują to samo wewnętrzne napięcie odniesienia o dokładności ± 1%.

Zmiana napięcia odniesienia dotyczy w równym stopniu obydwu przetwornic, można ją zatem zaniedbać. Rezystory w torze sprzężenia zwrotnego powinny mieć tolerancję na poziomie co najmniej 1% lub lepszą. Przebiegi na rysunku 5 ilustrują zrównoważenie prądu między dwoma przetwornicami poprzez pomiar prądów cewek I_L1 i I_L2. Prąd wyjściowy narasta i opada od 20mA do 1,6A, a prądy cewek I_L1 i I_L2 rosną i maleją równocześnie z niewielkim przesunięciem.

Zastosowane rezystory równoważące 22mΩ 1% są dostępne w małych obudowach 0603. Aby ograniczyć liczbę części, można rozważyć wykonanie 22-miliomowych rezystorów równoważących za pomocą odpowiednio zwymiarowanych ścieżek na płytce PCB, na przykład w postaci ścieżki miedzianej 8,8×0,2mm na laminacie z miedzią 35µm.

Polepszenie reakcji na skokową zmianę prądu obciążenia

Na rysunku 6 pokazano przebieg odpowiedzi zasilacza na skokową zmianę prądu obciążenia w konfiguracji dwufazowej, a na rysunku 7 w konfiguracji jednofazowej. W obu przypadkach zastosowano ten sam skokowy zakres obciążeń od 100mA do 800mA, przy czym na rysunku 7 konwerter 2 jest wyłączony. W konfiguracji dwufazowej spadek napięcia V_OUT zostaje zmniejszony o połowę, dając spadek zaledwie 30mV w porównaniu do 70mV przy konfiguracji jednofazowej.

Markus Matzberger, Texas Instruments