Źródła referencyjne do przetworników ADC i DAC
| TechnikaW aplikacjach przetwarzania analogowo-cyfrowego i cyfrowo-analogowego spotykamy malutkie układy scalone, mające często zaledwie 3 wyprowadzenia. Mimo swej pozornej prostoty odgrywają kluczową rolę w procesie przetwarzania. Mowa o źródłach napięcia referencyjnego dla przetworników ADC i DAC.
Jednym z największych wyzwań dla konstruktorów urządzeń z przetwornikami analogowo-cyfrowymi lub cyfrowo- analogowymi jest uzyskanie szumów na akceptowalnie niskim poziomie. Problem staje się tym bardziej istotny, im większa jest rozdzielczość przetwornika. Choć w wielu aplikacjach zupełnie wystarczające są przetworniki 8-bitowe, jest tak np. w przypadku wielu oscyloskopów klasy popularnej, są też aplikacje wymagające przetwarzania co najmniej 24-bitowego. Przykładowo, farmaceutyczne wagi laboratoryjne, które mając zakres pomiarowy 2,1 g, muszą mierzyć z rozdzielczością 0,1 μg. W tym przypadku wymagana rozdzielczość przetwornika jest większa niż 24 bity. Do uzyskania takiej rozdzielczości wymagany jest łańcuch sygnałowy o ultraniskim poziomie szumów. Dla przetwornika pracującego w pełnym zakresie z rozdzielczością 25-bitową przy napięciu odniesienia równym 5 V szum nie może być większy od 0,2437 μVRMS.
Równoległe i szeregowe źródło napięcia referencyjnego?
Źródło napięcia odniesienia jest kluczowym elementem w systemach przetwarzania danych. Zrozumienie zasady działania tego elementu i jego wpływu na wyniki konwersji pozwala dokonywać prawidłowego wyboru tego elementu. Na rysunku 1 został pokazany przykład dołączania napięcia referencyjnego do przetwornika analogowo-cyfrowego i cyfrowo-analogowego. W obu przypadkach napięcie referencyjne VREF pełni funkcję swego rodzaju "miarki", według której porównywane jest wejściowe napięcie analogowe, w wyniku tego porównania tworzony jest sygnał cyfrowy w ADC lub według którego wytwarzany jest sygnał analogowy w DAC. Widać stąd, że od jakości napięcia referencyjnego w dużym stopniu zależy jakość sygnału wyjściowego, czy to cyfrowego, czy analogowego. Wraz ze wzrostem rozdzielczości przetwornika rosną wymagania w stosunku do napięcia odniesienia. Powszechnie stosowane monolityczne układy źródeł referencyjnych wytwarzają stabilne napięcia wyjściowe odporne na zmiany temperatury otoczenia oraz obciążenia, nie są wrażliwe na napięcie wejściowe, a ich parametry zachowują wysoką stabilność w czasie. Większość przetworników ADC i DAC o rozdzielczości 8, 10 bitów zawiera wbudowane źródła napięcia referencyjnego. Ze względów technologicznych są to zazwyczaj źródła o stosunkowo niskiej jakości. W większości przypadków źródło takie może być "przykryte" źródłem zewnętrznym, co pozwala uzyskać lepszą jakość napięcia odniesienia. Z doborem takiego źródła zewnętrznego, które spełniałoby założenia projektu, jest jednak pewien problem wynikający z treści zamieszczanych w części opisowej w notach katalogowych. Najczęściej dowiadujemy się z nich, że układ jest "high precision", a nawet "ultra- high precision". Dobry konstruktor musi te ogólnikowe określenia weryfikować, analizując dokładniej dane liczbowe, a nawet wykonując stosowne obliczenia.
W praktyce stosowane są dwie podstawowe konfiguracje źródeł odniesienia. Są to źródła typu shunt (bocznikowe) i szeregowe. Są one przedstawione na rysunku 2. W źródle szeregowym prąd wyjściowy płynie przez tranzystor szeregowy umieszczony między wejściem VIN a wyjściem VREF. Takie źródło może być traktowane jako precyzyjny, niskoprądowy stabilizator liniowy. Źródło szeregowe charakteryzuje się mniejszą mocą pobieraną z zasilania w porównaniu z analogicznym źródłem bocznikowym. W zasadzie nie ma w nim prądu nadmiarowego potrzebnego do poprawnej pracy źródła bocznikowego. Różnica ta staje się pomijalna, jeśli prąd obciążenia jest poniżej 200 μA. Dla konstruktorów najważniejsze jest to, że oba rodzaje źródeł wykazują zbliżoną precyzję wytwarzania napięcia odniesienia. Przy poszukiwaniach źródeł VREF do własnych aplikacji należy natomiast wykazywać czujność, gdyż zarówno nisko-, jak i wysokoprecyzyjne źródła występują w obu konfiguracjach, tj. szeregowej i shunt.
Zalety i wady dwóch konfiguracji źródeł referencyjnych zostały zebrane w tabeli 1. Generalnie, źródła shunt wykazują się większą elastycznością w zakresie napięć wejściowych, lepiej tłumią szumy napięcia wejściowego, łatwiej też z ich użyciem budować źródła ujemnych napięć odniesienia, a także realizować źródła z wyjściami pływającymi.
Na publikowanych schematach źródła napięć referencyjnych są często oznaczane symbolem diody Zenera. Mogłoby to sugerować użycie w danym przypadku źródła bocznikowego, ale taki element schematowy ma często jedynie znaczenie symboliczne i z powodzeniem może być zastąpiony źródłem szeregowym.
Dane techniczne źródeł napięcia referencyjnego
Parametry źródeł napięcia referencyjnego są umieszczane w notach katalogowych w zunifikowanej postaci, podobnie jak parametry wszystkich układów scalonych. Poniżej zostały omówione najważniejsze z nich.
Współczynnik temperaturowy
Zależność napięcia VREF od temperatury jest oznaczana symbolem TC. Jest to współczynnik temperaturowy (temperature coefficient), zwany również dryfem. Jest on wyrażany w jednostkach ppm/°C (jedna część na milion na stopień Celsjusza). Dla ustalenia uwagi wygodnie jest przedstawić tę zależność jako wielomian:
TC1 reprezentuje zależność temperaturową pierwszego rzędu (liniową), TC2 drugiego rzędu itd. Wszystkie czynniki powyżej rzędu pierwszego są zwykle łączone i opisywane jako krzywizna dryfu.
Większość monolitycznych układów napięcia referencyjnego jest oparta na źródłach bandgap (z przerwą energetyczną). Napięcie odniesienia jest tworzone w wyniku sumowania napięcia proporcjonalnego do temperatury bezwzględnej (PTAT – Proportional To Absolute Temperature) z napięciem baza-emiter tranzystora bipolarnego CTAT (Complementary To Absolute Temperature). W wyniku uzyskiwane jest napięcie ok. 1,2 V, dla którego TC1 jest bliskie zeru. Współczynniki TC wyższych rzędów osiągają wartości niezerowe, gdyż napięcia PTAT i CTAT nie są idealnie liniowe. Zwykle dominujący jest współczynnik TC2. Źródła zaprojektowane dla dryfów mniejszych niż 20 ppm/°C wymagają najczęściej stosowania specjalnych obwodów minimalizujących współczynnik TC2 (i prawdopodobnie wyższych).
W innych powszechnie spotykanych źródłach wyjściowe napięcie referencyjne jest tworzone przez napięcie wewnętrznej diody Zenera oraz napięcie baza-emiter tranzystora bipolarnego. Pozwala to tworzyć stabilne źródło odniesienia rzędu 7 V. Parametry źródeł zbudowanych na diodach Zenera są podobne do źródeł bandgap, ale ich własności szumowe są lepsze. Źródła z diodami Zenera wymagają zwykle wyższych prądów spoczynkowych i muszą mieć napięcie zasilające wyższe niż 7,2 V. Nie mogą więc być używane w aplikacjach niskonapięciowych (3,3 V, 5 V).
Współczynnik temperaturowy może być określony dla kilku różnych zakresów temperatur, włączając zakres komercyjny (0...70°C), przemysłowy (–40...85°C) oraz rozszerzony (–40...125°C). Współczynniki temperaturowe są definiowane kilkoma metodami, przy czym najczęściej jest stosowana metoda "box" (rys. 3). TC jest w niej obliczany na podstawie metodach VREF określa się w punktach końcowych zakresu (Tmin...Tmax). Żadna z metod nie jest idealna. Słabością metody punktów końcowych jest to, że nie są w niej uwzględniane jakiejkolwiek krzywizny dryfu (TC2, TC3 itd.). Obliczenie przyrostowego współczynnika TC od temperatury pokojowej do temperatury minimalnej i maksymalnej poprawia sytuację, ponieważ informacje o TC2 można uzyskać na podstawie trzech punktów zamiast dwóch. Mimo że metoda "box" jest dokładniejsza niż metoda punktów końcowych, współczynnik TC może być w niej zaniżony. Jest tak, jeśli zakres temperaturowy urządzenia jest mniejszy niż zakres, w którym określono TC.
Dokładność początkowa
Parametr ten określa, jak bliskie napięciu nominalnemu jest napięcie źródła referencyjnego w temperaturze pokojowej w określonych warunkach polaryzacji. Dokładność ta jest zazwyczaj określana jako wartość procentowa mieszcząca się w przedziale od 0,01% do 1% (100...10000 ppm). Na przykład napięcie referencyjne 2,5 V o dokładności początkowej 0,1% powinno wynosić od 2,4975 V do 2,5025 V w temperaturze pokojowej. Znaczenie początkowej dokładności zależy głównie od tego, czy system przetwarzania danych jest skalibrowany. Źródła z wewnętrzną diodą Zenera mają bardzo niską początkową dokładność (5...10%) i kalibracja jest w tym przypadku konieczna.
Międzyszczytowy szum 0,1...10 Hz
Szum własny źródła napięcia odniesienia jest przyczyną błędów dynamicznych zmniejszających stosunek sygnału do szumu (SNR) przetwornika. Jest to przyczyną zmniejszenia efektywnej rozdzielczości (ENOB). W danych katalogowych są podawane dwa parametry szumowe. Jeden dotyczy szumu ni różnicy w maksymalnych i minimalnych pomiarach VREF w całym zakresie temperatury, podczas gdy w niskoczęstotliwościowego, drugi szumu szerokopasmowego. Szum szerokopasmowy jest określany jako wartość skuteczna napięcia szumu w paśmie od 10 Hz do 10 kHz i jest wyrażany w mikrowoltach. Szum ten można względnie prosto minimalizować za pomocą kondensatora o dużej pojemności dołączanego do wyjścia VREF. Wpływ szumu szerokopasmowego zależy od szerokości pasma sygnału przetwarzanego. W jednych aplikacjach szum ten będzie bardziej istotny, w innych mniej. Szum niskoczęstotliwościowy napięcia VREF jest określany w paśmie od 0,1 do 10 Hz jako napięcie międzyszczytowe. Jest wyrażany w jednostkach μV lub ppm. Ze względu na to, że filtrowanie poniżej 10 Hz jest niepraktyczne, szum niskoczęstotliwościowy stanowi znaczną część szumu całkowitego, przyczyniając się do błędu napięcia referencyjnego.
Szum niskoczęstotliwościowy jest określany przy użyciu aktywnego filtru pasmowoprzepustowego składającego się z ogniwa filtru górnoprzepustowego 1. rzędu o częstotliwości granicznej 0,1 Hz, po którym następuje ogniwo dolnoprzepustowe n-tego rzędu o częstotliwości granicznej 10 Hz. Umieszczenie filtru dolnoprzepustowego w tej kolejności ma znaczący wpływ na mierzoną wartość międzyszczytową szumu. Użycie filtru dolnoprzepustowego 2. rzędu zmniejsza wartość międzyszczytową dla częstotliwości 10 Hz o 50 do 60 procent w porównaniu z filtrem 1. rzędu.
Niektórzy producenci stosują filtry nawet 8. rzędu, projektant porównując dane katalogowe różnych źródeł, powinien więc bardzo dokładnie czytać dane katalogowe. Szum z zakresu 0,1 do 10 Hz jest nazywany szumem migotania (1/f), jest generowany w źródłach bandgap i w rezystorach, skaluje się więc liniowo z napięciem VREF. Przykładowo, 5-woltowe źródło napięcia odniesienia będzie miało dwukrotnie większą wartość peek- -to-peek niż źródło 2,5 V umieszczone w tym samym elemencie. Redukcja tego szumu w źródle bandgap wymaga wyższego prądu i większych wymiarów elementu. Układy takich źródeł referencyjnych o niskim poziomie szumu (<5 μVpp) mają zwykle duże prądy spoczynkowe – od setek mikroamperów do miliamperów, a także większe obudowy. Źródła z wewnętrznymi diodami Zenera odznaczają się najlepszymi parametrami szumowymi. Przyczynia się do tego brak stopnia wzmacniającego. Układy bandgap mają wzmocnienie w zamkniętej pętli od 15 V/V do 20 V/V, co powoduje, że szumy generowane w samym źródle oraz w rezystorze są również wzmacniane.
Histereza termiczna
Jest to parametr określający przesunięcie napięcia VREF spowodowane co najmniej jednym skokiem temperatury. Histereza termiczna jest wyrażana w częściach na milion. Należy ponadto rozpatrzyć pojęcie wychylenia termicznego definiowanego jako zmiana temperatury od pokojowej do minimalnej lub maksymalnej, po której następuje powrót do temperatury pokojowej (np. 25°C –> 125°C –> 25°C). Powyższe parametry, czyli zakres temperatury (komercyjny, przemysłowy, rozszerzony) i definicja wychylenia termicznego mogą różnić się u różnych producentów, co niestety utrudnia wszelkie porównania. Wychylenia termiczne w szerszym zakresie temperatury zwykle prowadzą do większej zmiany VREF. Nawet jeśli zakres temperatury jakiejś aplikacji jest wąski, to skok termiczny podczas lutowania układu scalonego do PCB i różne inne zdarzenia związane z temperaturą wywołują histerezę termiczną. Główną jej przyczyną jest termomechaniczne naprężenie struktury układu scalonego.
Histereza termiczna powstaje więc nie tylko na skutek zmian temperatury, ale mają na nią wpływ także takie czynniki jak ewentualne odkształcenia obudowy, zmiany komponentów plastycznych użytych do wytworzenia danego elementu, zmiany mocowań struktury do obudowy, a także zmiany samej struktury. Zasadniczo układy źródeł napięcia referencyjnego w dużych obudowach wykazują mniejszą histerezę termiczną. Parametr ten nie jest testowany w produkcji, a dane katalogowe podają tylko typowe wartości.
Stabilność długoterminowa
Stabilność długoterminowa określa typowe zmiany VREF po 1000 godzinach nieprzerwanej pracy (6 tygodni) w warunkach nominalnych. Parametr ten pozwala ocenić projektantowi stabilność napięcia referencyjnego w okresie jego użytkowania. Panuje przekonanie, że większość zmian VREF następuje w ciągu pierwszych 1000 godzin, ponieważ stabilność długoterminowa wykazuje logarytmiczny związek z czasem. Tak długi czas pomiaru nie jest możliwy do przyjęcia w warunkach produkcyjnych, dlatego stabilność długoterminową określa się na małej próbce (15 do 30 sztuk) w temperaturze pokojowej i przyjmuje jako typową. Po montażu układu źródła napięcia referencyjnego do PCB mogą wystąpić trwałe zmiany w naprężeniu płytki. Może to powodować trwałe przesunięcie VREF. Konstruktor urządzenia powinien umieszczać układy źródeł VREF w takich miejscach PCB, które są najmniej narażone na odkształcenia mechaniczne (zginanie). Największą odpornością na odkształcenia mechaniczne mają elementy zamykane w obudowach metalowych. Coraz częściej stosowane są jednak obudowy plastikowe, a wśród nich największą wrażliwością na urazy mechaniczne mają elementy w małych obudowach. Na przykład źródło w obudowie SO-8 będzie lepsze niż to samo źródło w obudowie SC70.
Parametr Load regulation
To miara zmian napięcia VREF w funkcji prądu obciążenia, określana w procentach lub w jednostkach ppm na miliamper (ppm/mA). Parametr ten jest obliczany przez podzielenie względnej zmiany VREF przy minimalnym i maksymalnym prądzie obciążenia przez zakres prądu obciążenia. Load regulation zależy zarówno od konstrukcji samego źródła napięcia referencyjnego, jak i od rezystancji pasożytniczych występujących między źródłem a obciążeniem. Z tego względu układ napięcia odniesienia powinien być montowany możliwie blisko obciążenia, na ile tylko pozwala na to układ ścieżek.
Impedancja wejścia napięcia odniesienia jest w wielu przetwornikach na tyle duża (większa od 10 kΩ), że błąd wprowadzany przez parametr Load regulation może nie być znaczący. Informacje o maksymalnym prądzie obciążenia można znaleźć w danych katalogowych ADC/DAC określanych jako minimalna rezystancja pinu napięcia referencyjnego (RREF) lub maksymalny prąd obciążenia (IREF). W rozwiązaniach, w których wyjście VREF jest buforowane szybkim wzmacniaczem operacyjnym, błąd Load regulation można zwykle zignorować. Podwójna wartość parametru Load regulation dla źródeł bocznikowych określa zmianę VREF jako funkcję prądu wypływającego z powrotem z obciążenia. Jest ona obliczana tą samą formułą jak poprzednio, przy czym prąd wpływający do źródła jest zastąpiony prądem wypływającym (ISHUNT). Prąd ISHUNT zależy od prądu obciążenia oraz od napięcia wejściowego.
Parametr Line regulation
Jest to miara zmiany napięcia odniesienia w funkcji napięcia wejściowego. Parametr ten jest określany tylko dla szeregowych źródeł napięcia referencyjnego. Jego znaczenie zależy od tolerancji napięcia wejściowego. Jeśli mieści się ona w granicach 10% lub mniej, może nie przyczyniać się znacząco do całkowitego błędu.
Stosowany jest również współczynnik PSRR (Power Supply Rejection Ratio) określający, jak bardzo zmiany napięcia VREF są zależne od zmian napięcia zasilającego. Parametr ten może być bardzo ważny np. w aplikacjach, w których napięcie wejściowe źródła VREF jest uzyskiwane z przetwornic impulsowych. Analogicznym parametrem dla źródeł bocznikowych jest wsteczna impedancja dynamiczna (reverse dynamic impedance) określająca zależność napięcia odniesienia od prądu przemiennego. Szum zasilania bocznikowych źródeł VREF jest przetwarzany na prąd szumu przez RBIAS. Niektóre noty katalogowe bocznikowych źródeł napięcia referencyjnego określają wsteczną impedancję dynamiczną przy 60 Hz i 120 Hz. Dodawany jest poza tym zwykle wykres tej impedancji w funkcji częstotliwości.
Cechy specjalne
W aplikacjach, w których pobór mocy ma kluczowe znaczenie, dobrym wyborem są szeregowe źródła VREF. Prąd spoczynkowy większości źródeł szeregowych waha się między 25 a 200 μA, ale można też znaleźć takie, które mają prąd spoczynkowy mniejszy od 1 μA. Niestety niski prąd spoczynkowy jest uzyskiwany kosztem precyzji i zwiększenia poziomu szumów. Niektóre szeregowe źródła VREF mają wejścia Enable/ Shutdown zmniejszające prąd spoczynkowy rzędu mikroamperów lub mniej, gdy napięcie odniesienia nie jest potrzebne. Tryb oszczędzania energii nie jest możliwy w bocznikowych źródłach napięcia odniesienia. Z kolei zaletą źródeł szeregowych jest mała różnica między napięciem wejściowym a wyjściowym rzędu 200 mV. Źródła te mogą być używane przy niższych napięciach wejściowych bez wynikających z tego konsekwencji. Zastosowanie źródeł bocznikowych w układach z niskim napięciem wejściowym jest możliwe, ale wiąże się ze zmianami prądu polaryzacji zachodzącymi wraz ze zmianami napięcia wejściowego. Wynika to z konieczności zachowania małej rezystancji RBIAS.
Źródła napięć referencyjnych nie wymagają wielu zewnętrznych elementów pasywnych, a odpowiedni dobór tych, które są konieczne, może wpłynąć na poprawę parametrów źródła VREF. Kondensator obejściowy umieszczany na wyjściu VREF znacznie poprawia PSRR (lub wsteczną impedancję dynamiczną w przypadku źródeł bocznikowych) przy wyższych częstotliwościach. Jego zastosowanie polepsza ponadto przejściową odpowiedź obciążenia i zmniejsza szumy wysokoczęstotliwościowe. Największe korzyści są osiągane dla możliwie dużych pojemności, a te są zależne od stabilności źródła VREF. W przypadku kondensatorów o pojemności większej od 1 μF należy rozważać konieczność równoległego dołączania kondensatora o mniejszej pojemności i niskim ESR. Wsteczna impedancja dynamiczna źródła bocznikowego zmienia się odwrotnie proporcjonalnie do wielkości bocznikowanego prądu. Jeśli w danej aplikacji odporność na zakłócenia jest ważniejsza niż zużycie energii, można zastosować mniejszy RBIAS w celu zwiększenia prądu ISHUNT.
Niektóre szeregowe źródła napięcia referencyjnego mają wyprowadzenie Trim/Noise reduction (NR) używane w celu dalszego polepszenia parametrów. Przykładowo, dołączając rezystory do układu REF50xx, tak jak to pokazano na rysunku 4, wyprowadzenie Trim/NR może być użyte do regulacji napięcia wyjściowego w zakresie ±15 mV. Wyjście to może być także wykorzystane do realizacji filtru dolnoprzepustowego ograniczającego szum całkowity występujący na wyjściu VOUT. Taki filtr składa się z jednego kondensatora (rys. 5). Trzeba pamiętać, że zwiększanie pojemności C1 spowoduje wydłużenie czasu startu układu.
Inne zagadnienia
Układy napięć referencyjnych są powszechnie stosowane w wielu aplikacjach, szczególnie tych, w których występują przetworniki ADC lub DAC. Ze względu na duże zainteresowanie użytkowników tymi elementami wiele firm produkuje własne wersje układów o bardzo zbliżonych, a nawet identycznych parametrach. W takich przypadkach bardzo podobne przeglądając noty katalogowe. Na przykład układ LM4040 oferowany przez Teras Instruments ma wartość szumu szerokopasmowego 35 μVRMS dla wyjścia 2,5 V. Taki sam układ, o tym samym oznaczeniu, ale pochodzący od innego producenta, ma szum szerokopasmowy 350 μVRMS, a więc 10-krotnie wyższy, mimo że początkowa dokładność oraz współczynnik temperaturowy są takie same.
Przeliczanie jednostekNiektóre parametry podawane w katalogach wyrażane są w procentach lub ppm. Jednostka ppm jest przydatna szczególnie wtedy, gdy wyrażany nią parametr jest bardzo małą liczbą. Definicje tych dwóch jednostek łatwo zapamiętać: procent to jedna część na sto, a ppm to jedna część na milion. Ewentualne przeliczenia dowolnej wielkości na ppm polegają więc na tym, aby w wyniku był zawsze czynnik 10–6. Ilustrują to poniższe przykłady. Przykład 1. Wyrazić 0,2% w jednostkach ppm.  Przykład 2. Wyrazić w ppm, jaką częścią napięcia 4,096 V jest napięcie 1 mV?  |
Wybór źródła napięcia referencyjnego rozpoczyna się od wyszukania elementów spełniających warunki projektu. W szczególności jest to napięcie VREF, VIN, zakres prądowy, pobór mocy i wielkość obudowy. Źródło VREF powinno również uwzględniać wymagania narzucane przez rozdzielczość przetwornika. Najwygodniejszym punktem odniesienia jest wartość najmniej znaczącego bitu (LSB). Mnemotechniczna metoda szybkiego obliczeniu LSB w jednostkach ppm polega na podzieleniu miliona przez 2 do potęgi N, gdzie N jest liczbą bitów przetwornika. W tabeli 2 zostały zebrane wartości LSB dla typowych rozdzielczości.
Przetworniki ADC i DAC mają własne źródła błędów, takie jak: nieliniowość całkową (integral nonlinearity – INL), nieliniowość różniczkową (diff erential nonlinearity – DNL) oraz błąd wzmocnienia i przesunięcia. Rozpatrując przypadek popularnego przetwornika napięcia unipolarnego, można przyjąć, że błąd napięcia referencyjnego jest funkcjonalnie równoważny błędowi wzmocnienia. Parametry INL i DNL nie zależą od napięcia odniesienia. Błędy wzmocnienia i przesunięcia można koncepcyjnie zrozumieć przyjmując, że unipolarne przetworniki ADC i DAC mają dwa napięcia odniesienia VREF i GND, zaś dla przetworników bipolarnych są to: VREF i –VREF. Błąd przesunięcia (off setu) to odchylenie na wyjściu (w bitach dla ADC i napięciu dla DAC) od wartości idealnej dolnej referencji – MFS (GND lub –VREF) przy wymuszeniu sygnałem odpowiadającym MFS. Ponieważ napięciem odniesienia MFS jest GND (lub – VREF), błąd VREF nie ma żadnego wpływu na błąd off setu.
Błąd wzmocnienia to odchylenie od idealnej dodatniej wartości wyjściowej dla pełnego zakresu (PFS) przy pełnym wymuszeniu na wejściu pomniejszony o błąd przesunięcia. Napięciem odniesienia PFS jest VREF, więc każde przesunięcie napięcia referencyjnego jest równoważne błędowi wzmocnienia. Na PFS wpływają takie błędy jak początkowa dokładność, współczynnik temperaturowy i dryf długoterminowy. Mają one związek z VREF, dlatego błąd napięcia referencyjnego może powodować utratę zakresu dynamicznego sygnałów wejściowych w pobliżu PFS, co przełoży się na dokładność przetwarzania. Błąd napięcia odniesienia na sygnał wejściowy w okolicach połowy zakresu jest o połowę mniejszy niż dla sygnału wejściowego o wielkości PFS i jest pomijalny dla sygnałów w pobliżu MFS. Na przykład błąd odniesienia wynoszący w najgorszym przypadku 8 bitów LSB spowodowałby utratę 3 bitów dokładności dla sygnału PFS, 2 bity dla środka zakresu i brak utraty dokładności dla MFS. Dlatego w systemie, w którym priorytetem jest zakres dynamiki, ważne będzie użycie największego dopuszczalnego napięcia odniesienia, aby minimalizować utratę dokładności dla sygnałów z końca zakresu.
Jarosław Doliński
