Quasi-rezonansowe zasilacze impulsowe zapewniają dużą sprawność

W zakresie zasilania impulsowego technologie quasi-rezonansowe wydają się być szczególnie obiecujące pod kątem zapewnienia dużej sprawności energetycznej, a w porównaniu do tradycyjnych technologii opartych na twardym przełączaniu mają one też dobre parametry związane z kompatybilnością elektromagnetyczną.

Niemniej nie są one zbyt popularne w środowisku inżynierskim, są przez to mało znane, uznawane za nietypowe złożone i trudne w projektowaniu. Inżynierowie unikają takich projektów, bo komplikacje układowe nie równoważą im niewielkie korzyści po stronie wydajności i parametrów jednostek rezonansowych, takich jak szumy i zakłócenia w napięciu wyjściowym oraz sprawność konwersji.

Zasilacze quasi-rezonansowe

Rys. 1. Uproszczony schemat quasi-rezonansowej przetwornicy zaporowej

Generalną zasadą działania zasilaczy rezonansowych jest taka praca, aby proces komutacji przełączników półprzewodnikowych odbywał się przy zerowym napięciu lub prądzie płynącym przez klucz, co znacznie ogranicza straty mocy związane z przełączaniem. Dodatkową korzyścią z komutacji w zerze jest ograniczenie poziomu emitowanych zaburzeń elektromagnetycznych, w porównaniu do tradycyjnych topologii zasilaczy bazujących na tzw. twardym przełączaniu.

Wersje quasi-rezonansowe różnią się jednocześnie od klasycznych zasilaczy rezonansowych w tym, że koncepcyjnie podobne są do klasycznych przetwornic zaporowych ze sterowaniem PWM. Różnica kryje się w pracy przełącznika półprzewodnikowego, który realizuje tzw. miękkie przełączanie.

Quasi-rezonansowe przetwornice zaporowe wykorzystują rezonans tworzony przez indukcyjność rozproszenia transformatora oraz pojemności pasożytnicze klucza, aby przełączać tranzystor MOSFET ze zmniejszonymi stratami. Uproszczony schemat blokowy takiej jednostki pokazany został na rysunku 1. Pojemność C_OOS określa wypadkową pojemność dołączoną od obwodu drenu przełącznika.

Typowe przebiegi sygnałów w obwodach takiego zasilacz pokazano na rysunku 2.

W czasie, gdy tranzystor MOSFET przewodzi (t_ON) napięcie wejściowe VIN jest podawane na zaciski pierwotnego uzwojenia L_M transformatora impulsowego. Skutkiem tego prąd płynący przez tranzystor narasta liniowo od zera do wartości maksymalnej I_PK. W polu magnetycznym rdzenia transformatora gromadzi się energia, o wartości wyznaczanej przez natężenie prądu i indukcyjności uzwojenia zgodnie z równaniem L_M · I_PK^2/2.

W drugiej części cyklu tranzystor jest wyłączony na czas T_OFF, a energia zgromadzona w indukcyjności poprzez przewodzącą w tym czasie diodę D kierowana jest do obciążenia. W czasie przewodzenia diody D napięcie wyjściowe V_OUT pojawia się na zaciskach uzwojenia wtórnego oraz prąd płynący przez diodę I_D maleje liniowo, od wartości szczytowej wyznaczanej przez pierwotną wartość I_PK skorygowaną o przekładnię, a więc I_PK · N_P/N_S do zera.

N_P i NW określają liczby zwojów uzwojenia pierwotnego i wtórnego a ich stosunek - przekładnię transformatora impulsowego zasilacza. Na koniec tego procesu energia zgromadzona w indukcyjności uzwojenia pierwotnego transformatora w pierwszym cyklu zostaje przekazana do obciążenia. Warto zauważyć, że na uzwojeniu pierwotnym w tym czasie też pojawia się napięcie o wartości równej napięciu wyjściowemu pomnożonemu przez przekładnię V_OUT · N_P/N_S.

Co więcej napięcie to sumuje się z wyprostowanym napięciem sieci energetycznej VIN i ta suma pojawia się na końcówkach nieprzewodzącego w tym czasie tranzystora kluczującego MOSFET. Gdy prąd płynący przez diodę osiągnie zero, napięcie na zaciskach klucza V_DS zaczyna oscylować z częstotliwością wynikającą z rezonansu pomiędzy indukcyjnością uzwojenia pierwotnego L_M transformatora impulsowego (tzw. magnesującą) oraz pojemnością pasożytniczą tranzystora C_OSS.

Amplituda tych oscylacji wynosi V_OUT · N_P/N_S ponad napięcie VIN i jest pokazana na rysunku 2. Quasi-rezonansowe przełączanie jest tutaj osiągane poprzez załączenie tranzystora MOSFET kiedy napięcie V_DS osiągnie wartość minimalną. W ten sposób można ograniczyć straty mocy związane z procesem załączania tranzystora wywołanie niezerową pojemnością pasożytniczą dren-źródło.

Gdy transformator zostanie zaprojektowany w taki sposób, aby amplituda tego rezonansu była większa niż VIN - poprzez zwiększenie przekładni N_P/N_S można osiągnąć przełączanie w zerze. Realizacja procesu przełączania w dolinie wyznaczanej przez najniższą wartość napięcia V_DS sprzyja zapewnieniu wysokiej sprawności, gdyż wpływa korzystnie na straty przełączania.

Dodatkową korzyścią jest to ta metoda zapewnia ponadto to, że MOSFET włącza się przy zerowym prądzie, gdyż dV_DS/dt = 0. Podobnie korzystnie wygląda proces przełączania diody - też przy zerowym prądzie, a więc "miękko" bez wielu negatywnych zjawisk towarzyszących procesowi przywracania własności zaporowych tego elementu.

Sterowniki

Oczywiście zapewnienie pracy quasi-rezonansowej wymaga odpowiedniego sterownika, który będzie zdolny do wykrycia kiedy napięcie na tranzystorze osiąga wartość minimalną i na tej podstawie będzie załączać MOSFET-a. Ta funkcja nie jest wymagana w klasycznym sterowniku przetwornicy zaporowej (z twardym przełączaniem). Tam się włącza klucz "w ciemno".

Takie specjalizowane sterowniki dla zasilaczy quasi-rezonansowych są dostępne na rynku, a przykładem mogą być układy takie jak:

• FAN6921 firmy Fairchild Semiconductor,
• NCP1380 od ON Semiconductor,
• ALTAIR05T-800 i L6566A/B/BH wytwarzane przez STMicroelectronics.

Noty aplikacyjne 6921 i 4150 Fairchilda, AND8431/D ON Semi oraz AN-1326 STMicro dostarczają wartościowych informacji projektowych w tym obszarze.

Zalety i wady zasilaczy quasi-rezonansowych

Rys. 2. Typowe przebiegi w quasi-rezonansowej przetwornicy zaporowej

Dzięki istnieniu pasożytniczej pojemności dren-źródło tranzystora MOSFET możliwe jest zapewnienie przełączania tego elementu przy zerowym napięciu i zerowym prądzie. Zasilacze pracujące w tej topologii osiągają wysoką sprawność, typowo 83-87%, i emitują małe zaburzenia EMI. Inną korzyścią jest bezpieczeństwo działania układu w czasie zwarcia - ponieważ tranzystor nie jest załączany do czasu aż transformator zostanie rozmagnesowany (uwolniony od zgromadzonej energii pola magnetycznego w rdzeniu), nie da się w nim na skutek stanu nieustalonego nasycić rdzenia.

Duże podobieństwo do doskonale znanej konstruktorom przetwornicy zaporowej powoduje, że konstruktorom łatwo się na nie przestawić. Nie muszą szukać nowych podzespołów aktywnych, ani elementów indukcyjnych, ani też zgłębiać tajniki topologii pracy.

Do wad i problemów topologii quasi-rezonansowej należy zaliczyć stosunkowo duże wartości komutowanych prądów, podobnie jak jest to w przetwornicach zaporowych pracujących w trybie nieciągłości prądu w indukcyjności (DCM), a więc takich, gdzie na koniec okresu przełączania prąd w uzwojeniu transformator spada do zera.

Szczytowe wartości RMS prądu są przez to większe niż w trybie CCM, co przekłada się na wyższe straty w kluczu i uzwojeniach transformatora. Najlepsze rezultaty osiąga się przez to dla zasilaczy o mocy do 150 watów w wersji z wejściem uniwersalnym i ok. 200 W w przypadku zasilania napięciem sieci o wartości europejskiej.

Inną wadą jest to, że przy małym obciążeniu lub podczas pracy bez obciążenia częstotliwość kluczowania rośnie, do niweluje korzyści energetyczne wynikające z miękkiego przełączania tranzystora, bo przy wyższych częstotliwościach straty rosną. Ograniczenie negatywnego wpływu tego zjawiska wymaga odpowiedniej konstrukcji kontrolera ograniczającego możliwość niekontrolowanego wzrostu częstotliwości ponad założony próg.

Klasyczna przetwornica zaporowa zasilana z sieci 230 V_AC wymaga MOSFET-a o granicznej wartości U_DS(MAX) rzędu 800 V. W układzie quasi-rezonansowym wystarcza tranzystor 600-woltowy, a więc znacząco tańszy o lepszych parametrach. Tranzystora na 800 V z reguły nie daje się zintegrować ze strukturą sterownika dla wersji o średniej mocy, dla 600 V jest to znacznie łatwiejsze.

Ważne uwagi projektowe

Rys. 3. Schemat aplikacyjny detektora minimum napięcia na tranzystorze kluczującym

Sterownik PWM do quasi-rezonansowego zasilacza impulsowego może być zrealizowany poprzez modyfikację typowego sterownika od zwykłej przetwornicy, niemniej wiele układów scalonych wspiera funkcjonalnie tę topologie i przez to jest wygodniejszych w aplikacji. Takie sterowniki można uznać za wersje uniwersalne a przykładem może być chociażby L6566A firmy STMicro.

Noty aplikacyjne producentów sterowników nie są szczególnie bogate w zakresie informacji na temat projektowania zasilaczy quasi-rezonansowych, dlatego warto poświęcić odrobinę uwagi na początku, aby nie paść ofiarą typowych błędów.

Jak opisano powyżej, kluczowe dla poprawnego działania przetwornicy tego typu jest zapewnienie poprawnego wykrywania wartości minimalnej napięcia na kluczu. Niektóre sterowniki robią to lepiej inne gorzej, dlatego warto przekopać się przez karty katalogowe i porównać układy pod tym kątem.

Rysunek 3 pokazuje typową aplikację układu detektora minimum napięcia w sterowniku FAN6921 Fairchilda. W tym rozwiązaniu minimum napięcia jest wykrywane poprzez kontrolę prądu płynącego przez pin DET. Układ jest wyzwalany gdy prąd spadnie poniżej 30 µA. Jest to atrakcyjne rozwiązanie bo wymaga tylko jednego dodatkowego uzwojenia w transformatorze i dwóch rezystorów.

Kolejną ważną funkcją sterownika jest, jak wspomniano, ograniczanie częstotliwości kluczowania przy małym obciążeniu. W skrajnym przypadku zwiększenie częstotliwości może prowadzić do rozszczepienia się minimum napięcia na tranzystorze na dwie części i zakłócenia pracy układu detektora, niestabilnej pracy itd.

Z tego powodu lepsze sterowniki mają układ "valley lockout", który stopniowo zwiększa częstotliwość pracy przy malejącym obciążeniu "śledząc" dolinę krzywej napięcia, tak aby jej nie zgubić. Na takiej zasadzie działania pracuje układ NCP1380 ON Semi.

Ostatnią funkcją którą warto wymagać od sterownika zasilacza jest wbudowany układ korektora współczynnika mocy (PFC). Poprawnie zaprojektowany i wykonany zasilacz powinien mieć sprawność powyżej 80%, ale istnienie PFC może wartość tę jeszcze zwiększyć. Sterownik FAN6921ma taki korektor wbudowany, a L6566A pozwala dodać taki układ w postaci drugiego chipa jak L6563. Sterownik NCP1381/82 ON Semi może dodatkowo odłączyć korektor automatycznie przy małym obciążeniu po to aby ograniczyć wartość pobieranej mocy stand by.

Piotr Pupar
Regionalny Dyrektor Techniczny
Future Electronics Polska
www.futureelectronics.com